电力论文哪里有？通过分析 TLI 的无功运行调制策略，明确全功率因数下存在两类高频目标开关管。根据规划的同向和反向阶段谐振轨迹，分别围绕对应的目标开关管构造出执行单元，进而利用“分时复用”方法实现辅助元件集成，形成了具有两种谐振模式的双象限谐振网络。
第一章 绪论
1.2 国内外研究现状
经过 30 多年的发展，研究人员已提出了各种类型的软开关逆变电路，根据其中辅助谐振网络所处的位置以及电路的谐振机理，大致可分为“谐振直流环节逆变器”、“谐振极逆变器”和“续流谐振腔逆变器”三类[23]，如图 1-3 所示。进一步地，“谐振直流环节逆变器”和“谐振极逆变器”根据谐振电感是否串联于主功率回路，又可分为“串联谐振型”和“并联谐振型”；“续流谐振腔逆变器”根据目标开关管的软开关实现方式，又可分为“零电流型”和“零电压型”。接下来的 1.2.1 和 1.2.2 节将从技术发展的角度分别选取其中的代表性拓扑进行综述。
RDCLI 和 RPI 技术经过多年的发展和改进已趋成熟，研究人员尝试将其应用于全桥拓扑。2002 年巴西圣卡塔琳娜州联邦大学的 Ivo Barbi 教授率先引进 RDCLI 技术，提出一种有源箝位全桥逆变器（Actively Clamped Full Bridge Inverter, AC-FBI），如图 1-17(a)所示[55]。该拓扑继承了 ACRDCLI 的优势，工作时箝位电容 Cc 一方面在每个开关周期内为谐振电感提供足够的能量，确保桥臂开关管的 ZVS 实现；另一方面能够限制桥臂开关管的电压应力。但由于采用了双极性调制，AC-FBI 电路也存在输出电流谐波含量大、直流电压利用率低等缺点。2008 年台湾国立宜兰大学的 Chien-Ming Wang 教授等将RPI 结构的 Y-Snubber 单元引入单相全桥拓扑，提出一种全桥谐振缓冲逆变器（Full Bridge Resonant Snubber Inverter, FB-RSI），如图 1-17(b)所示[56]。增加的交流侧辅助支路仅包括谐振电感和一对双向辅助开关，具有结构简单的优势；电路工作时谐振电感与桥臂开关并联电容的谐振可分别为桥臂开关和辅助开关提供 ZVS 和 ZCS 条件。但是，由于辅助换流支路同时连接了左右桥臂输出点，工作时要求两桥臂开关管同步动作，因此该拓扑同样需要采用双极性调制。
第三章 可全功率因数运行零开关损耗型 HERIC 并网逆变器
3.2 SLF-HERIC-FPF 工作原理分析
本文提出的 SLF-HERIC-FPF 并网逆变器结构如图 2-11(a)所示。为了便于分析，重画于图 3-1(a)，图 3-1(b)给出其非单位功率因数运行时各开关管的驱动时序（超前）。其中，主电路开关管的工作方式与硬开关 HERIC 一致，即电网正半周内，桥臂开关管 S1和 S4 以单极性 SPWM 方式高频动作；电网负半周内，S2 和 S3 以单极性 SPWM 方式高频动作。续流开关管 Sf1 和 Sf2 在反向阶段（Ⅱ、Ⅳ区域）仍按与 S1～S4 互补的方式高频工作。辅助开关管 S1a/S4a 和 S2a/S3a 分别在电网正、负半周内投入运行，其中，同向阶段按与 S1～S4 准互补的方式工作，反向阶段每个开关周期提前于 Sf1/Sf2 开通。
本章 3.2.1 和 3.2.2 节将分别通过分析同向和反向阶段开关周期内各功率开关管及谐振元件的工作状态，来解释电路的软开关实现过程。在开关周期的稳态分析前作如下假设：1）L1、L2 足够大，开关频率刻度下滤波电感电流可视为恒流源 IL；2）谐振电感L1a=L2a=Lr、谐振电容 C1a=C2a=Cr。
第五章 可全功率因数运行零电压型 H6-Ⅰ并网逆变器
5.1采用Ⅱ类谐振网络的 ZVT-H6-Ⅰ-FPF 工作原理分析
本文提出的采用Ⅱ类谐振网络的 ZVT-H6-Ⅰ-FPF 拓扑如图 2-18(c)所示。为便于分析，重画于图 5-1(a)，图 5-1(b)给出其非单位功率因数（超前）运行时各开关管的驱动逻辑。其中，母线开关管 S5 和 S6 在整个电网周期内采用 SPWM 调制，为同向阶段的主导开关管；桥臂开关管 S2/S3 和 S1/S4 分别为反向区域Ⅱ和Ⅳ的主导开关管，按与 S5/S6 准互补的方式高频工作。ZVT 网络中第一类辅助开关管 S1a/S2a 和第二类辅助开关管 S1b/S2b 仍分别工作于同向和反向阶段，且提前于相应的主导开关管开通，以启动谐振网络为其创造ZVS 开通条件。
5.2 ZVT-H6-Ⅰ-FPF 特性分析
两类 ZVT 双象限谐振网络作用下，TLI 的软开关实现情况、元器件电压/电流应力、差模和共模电压状态等特性具有一致性，这里以本章研究的 ZVT-H6-Ⅰ-FPF 逆变器为例进行分析。
5.2.1 软开关特性分析
通过前述 ZVT-H6-Ⅰ-FPF 工作原理，总结出各功率器件的软开关实现方式，如表 5-2所示。同向阶段（Ⅰ、Ⅲ区域）第二类辅助开关管 S1b、S2b 不工作，母线开关管在第一类辅助开关管 S1a、S2a 作用下实现了 ZVS 开通和 ZVS 关断，同时 S1a、S2a 能够实现 ZCS开通。反向阶段（Ⅱ、Ⅳ区域）S1a、S2a 不工作，续流开关管在 S1b、S2b 作用下实现了ZVS 开通和 ZVS 关断，同时 S1b、S2b 能够实现 ZCS 开通。综上所述，借助 ZVT 双象限谐振网络 TLI 的开关损耗能够大幅降低。可通过进一步改进 ZVT 网络结构及其工作时序来消除辅助开关管高频动作引入的关断损耗，从而实现 SLF 目标。
第六章 总结与展望
6.1 本文工作总结
为推动以 WBG 为基础的下一代 TLI 向高频高功率密度方向发展，本文对全功率因数下 TLI 的软开关技术进行了研究。首先，构造出支持单电压方向、双电流方向的 ZCS和 ZVT 双象限谐振网络，使 TLI 的软开关运行范围覆盖全功率因数下的四象限。为验证提出的软开关拓扑构造方法的正确性，分别从 ZCS 型和 ZVT 型 TLI 中选取代表拓扑进行了详细研究。主要讨论了目标开关管的软开关实现过程，谐振网络运行对电路特性的影响等。研究过程中，在器件数量、元件应力、损耗和共模特性等关键指标上对软开关拓扑和硬开关拓扑进行了对比分析，并通过理论仿真和样机实验对不同功率因数下电路的软开关实现效果和运行特性进行了验证。主要研究内容和研究结论如下：
（1）通过分析 TLI 的无功运行调制策略，明确全功率因数下存在两类高频目标开关管。根据规划的同向和反向阶段谐振轨迹，分别围绕对应的目标开关管构造出执行单元，进而利用“分时复用”方法实现辅助元件集成，形成了具有两种谐振模式的双象限谐振网络。构造谐振网络时以全桥型 TLI 换流单元为基本框架，能够适用于 HERIC、H5 和 H6 等拓扑，由此得到了可全功率因数运行的一类零开关损耗型 TLI 拓扑簇和两类零电压型 TLI 拓扑簇。研究成果进一步发展了“续流谐振腔逆变器”拓扑架构，如图6-1 所示。通过升级续流/同步支路中的不可控二极管为全控型器件，在保留共模电压箝位能力的同时丰富了谐振网络运行方式，以匹配 TLI 的不同功率因数运行工况。
（2）在零开关损耗型 TLI 拓扑簇中选取 SLF-HERIC-FPF 电路进行研究。分析了同向和反向阶段电路的软开关实现过程；提出 ZCS 型谐振网络的参数设计方法；在选取的谐振参数下，从元器件电压/电流应力、差模和共模电压特性等方面评估了 ZCS 谐振网络对电路性能的影响，并基于损耗模型的计算数据证明了 SLF-HERIC-FPF 拓扑在减少功率器件总 损 耗方面 的优势 。在理 论分析 的基 础上完成了不同 功 率因数下SLF-HERIC-FPF 电路的仿真和实验验证，结果表明 SLF-HERIC-FPF 电路首次实现了 TLI全功率因数范围零开关损耗的目标，且具有恒定共模电压特性。
参考文献（略）
